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如何在2V-10V范围内以精确的增量控制变容二极管

试验HF振荡器,我需要在2V-10V范围内以精确的增量控制变容二极管电压。缓冲电位器是显而易见的选择,并且将两个串联连接以进行粗略/精细控制(或使用多圈电位器)将改善对变容二极管电压的控制。然而,这种方法仍然不允许我以可靠,可重复的方式产生均匀增量和控制电压的减量。我需要一种能够提供必要精度的解决方案,并且在电压增量的大小上具有完全的灵活性。

我避开了微控制器-DAC排列,因为这需要专门的组件,电压增量将取决于DAC分辨率(我总是懒得编写代码)。具有上下控制的 digipot 是另一种可能性:这将提供像DAC方法那样的非易失性解决方案,但同样,增量将完全取决于底池的分辨率。

本设计方案中记录的解决方案可以使用便宜,易于获得的组件进行组装,电压增量可由用户自定义。使用低价的旋转编码器来控制输出电压 - 编码器的单个步骤以精确的量递增或递减电压,提供像传统电位器一样的容易的上/下控制。

如何在2V-10V范围内以精确的增量控制变容二极管电压

图1旋转编码器控制具有精确定义步长的阶梯波形

增量编码器的输出通常由两个正交信号组成(即相移四分之一周期),每个轴旋转产生一定数量的脉冲,每个脉冲对应一个旋转增量。在内部,编码器有两个连接到公共端子开关。该端子通常接地,两个输出连接到上拉电阻(R1,R2)。 R3/C1和R4/C2提供触点去抖动,IC1a和IC1b在A点和B点产生平方信号。编码器应连接,以便顺时针旋转时,信号A的上升沿通过上升沿。信号B按四分之一周期;相反,当它逆时针转动时,信号B引导A四分之一周期:

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图2旋转编码器输出

C3,R6和IC1c实现传统的数字微分器或单稳态产生窄的负向脉冲,其宽度取决于C3-R6时间常数。该脉冲在信号B的上升沿产生,用于通过INHIBIT输入使能模拟开关IC2a。只要此输入为高电平,模拟开关就完全开路,没有电流流过积分电阻R7。当IC1c的输出脉冲为低电平时,开关闭合,R7暂时连接到正电源轨或接地,具体取决于UP/DOWN输入。使能模拟开关时UP/DOWN信号的状态取决于编码器的旋转方向。

如果编码器旋转CW,当INHIBIT引脚脉冲连接时,信号A将为高电平,连接R7接地并向C4中放置一个离散的电荷包,这会使输出增加一步。对于CCW旋转,这当然是相反的。通过这种方式,每次点击编码器都可以将电荷移入或移出C4,这是由通过R7的短暂电流脉冲决定的。

如上所述,每个电荷包由C4& IC3。要了解此部分的行为,假设C4最初未充电。由R8&设定的电压。运算放大器的同相输入端的R9等于+ Vs/2(本例中为6V),运算放大器周围的闭环反馈将使反相输入保持在同一电平。这意味着R7的右侧终端始终位于+ Vs/2。由于C4上没有电压,运算放大器的输出也最初为+ Vs/2.

当模拟开关闭合时,R7的左侧端子连接到0V或者+ Vs以上。忽略运算放大器偏置电流和模拟开关电阻,进入积分器的电流脉冲幅度由下式给出:(+ Vs/2)/R7。例如,当电源为12V且R7 = 100kO时,脉冲幅度为60μA。

如果编码器顺时针旋转,则在IC1c输出脉冲期间UP/DOWN信号为高电平,连接R7至0V并从C4吸取电荷。因此,为了通过将反相输入保持在+ Vs/2来保持整体平衡,运算放大器必须将电荷转储到C4中,这导致输出电压的单个增量。另一方面,如果编码器逆时针旋转,则UP/DOWN信号为低电平,导致R7连接到+ Vs并将电荷输出到C4。因此,运算放大器必须从C4中汲取电荷,这会导致输出电压的单次递减。

得到的输出形成等幅步长的阶梯

根据编码器的旋转向上或向下移动。步幅由INHIBIT输入的脉冲宽度和R7和C4的值决定。现在,根据第一原理,大家知道: I = dQ/dt 和 C = dQ/dV 。重新排列和简化这些方程允许大家确定输出步骤的大小:

dV =(I?dt)/C

其中 I 是通过R7的电流脉冲的幅度, dt 是IC1c输出的脉冲的持续时间,并且 C 是C4的值。

对于固定值C3和R6, dt 将是一个常数,如果+ Vs保持不变, I 的值将被确定仅通过R7(假设模拟开关导通电阻无关紧要)。因此,可通过R7和C4值改变 dV 以满足您的要求。例如:选择C3和R6使得 dt =100μs,并且C4 = 100nF。当R7为100kO--导致脉冲电流 I <= i> =60μA时 - 大家发现标称步长 dV <60>。在用C3 = 1nF和R6 = 100kO(给出~100μs)构建的测试电路中,实际步长测量为59.7mV。

如何在2V-10V范围内以精确的增量控制变容二极管电压

图3aCW和CCW编码器旋转产生的输出波形(4s/div。,2V/div。)

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图3b输出波形的扩展视图显示了各个增量

电路功率在中轨电压下输出。输出电压趋于随时间漂移。电压漂移可以从以下公式估算: d/dt = I/C4 ,其中 I是总泄漏电流。漏电流是运算放大器在反相输入端的输入偏置电流加上模拟开关的关断状态漏电流的组合。显然,通过选择C4的较大值并保持尽可能低的漏电流,可以最小化电压漂移。在这方面,CMOS或JFET运算放大器是最好的,因为它们具有极低的输入偏置电流 - 通常在皮安范围内。 4053模拟开关的断态漏电流在室温下通常约为50pA,但对于某些类型,它可能高达100nA。这可以通过将标准4053替换为改进版本(例如MAX4053A)来最小化,MAX4053A在25°C时的最大漏电流仅为100pA。它还具有比标准4053更低的导通电阻。

在输出电压范围的极端情况下,电压漂移趋于更差,其中C4两端的电压最大。在使用传统4053和LMC6081 CMOS运算放大器构建的测试电路中,平均漂移为每秒6.8μV。

对于给定的电源电压,输出电压范围为由所使用的运算放大器的类型决定。如果您需要输出摆幅从0V到+ Vs,则需要具有轨到轨输出功能的运算放大器。尽管LMC6081提供更好的输出摆幅,但TLC271是一个不错的选择。这两种器件都具有极低的输入偏置电流。请注意,运算放大器不需要具有轨到轨输入能力,因为两个输入始终保持在中轨电压。

虽然积分电路具有一定程度的固有噪声抑制,仔细布局和去耦对于防止数字噪声耦合到输出信号仍然是必不可少的。 R8和R9应匹配良好,以确保输出电压增量和减量步长具有相等的值。测试电路的静态电源电流仅为0.5mA,当编码器旋转时上升至1.5mA左右。

图4显示如何增强设计以提供精细和粗略控制输出步骤。该附加电路利用IC2中未使用的开关。这里,积分电阻器R7分成两个不同的部分:R7a和R7b。当开关Sw.1断开时,模拟开关处于所示位置,积分器电流由R7a设定。关闭开关后,模拟开关选择R7b。

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图4电路增强允许用于精确和粗略控制输出步长

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